Тема 12-13. Генератори тактових імпульсів  на логічних елементах

 

9.1 ГТІ на двох інверторах

Існує багато різних схем ГТВ (мультивібраторів) на логічних елементах
[6, 12], найпростішою з яких є схема на двох елементах І–-НЕ (інверторах) (рисунок 9.1).

Рисунок 9.1 – Схема на двох елементах І–НЕ

 

Для стабілізації роботи в схемі використано місцеву схему (охоплює тільки одну ІМС), яка має негативний зворотний зв'язок через резистор R.

Вона необхідна для самозбудження генератора, має позитивний зворотний зв'язок (ПЗЗ) і реалізована через конденсатор С.

У процесі роботи схеми перезаряд конденсатора С відбувається через резистор R (рисунок 9.2).

Рисунок 9.2 – Тимчасові діаграмм перезарядки конденсатора

На часовому інтервалі Т1 на вході елемента DD1 напруга
 U 11> U_пор ≈ 1,3 ... 1,5 В, де U_пор – порогова напруга логічного елемента. Тому на виході DD1 підтримується низький рівень напруги U021, а на виході DD2 –високий рівень U022. Струм перезаряду конденсатора тече від джерела живлення  ланцюгом: ("+ Е_жив"; R1_вих2; С; R; R0_вих1; "земля") і експоненціально зменшується з постійною часу (9.1):

 

.                                              (9.1)

 

При цьому напруга на вході DD1 також експоненціально падає від початкової напруги , асимптотично прагнучи до рівня. У момент, коли напруга на вході DD1 досягає рівня порога Uпор, інвертор DD1 переходить у підсилювальний режим (похила ділянка передавальної характеристики логічного елемента (рисунок 6.1). Напруга U21 зростає і інвертор DD2 також переходить у підсилювальний режим. У схемі починає виконуватися умова виникнення стрибків: баланс амплітуд і баланс фаз (ПОС), що сприяє швидкому (лавиноподібному) переключенню мультивібратора в інший стан рівноваги (U21 = 1, U22 = 0).

На виході виникає негативний стрибок напруги, який через конденсатор С прикладається до входу U11, викликаючи там теж стрибок напруги. Так як  , то на вході з'являється невелика негативна напруга .

На часовому інтервалі Т2 напруга на вході DD1 U11 <U_пор, тому на виході DD1 – високий рівень , а на виході елемента DD2 – низький. Конденсатор С знову перезаряджається. Струм перезаряду С протікає в протилежному напрямку ланцюгами: ("+ Е_жив";; R; С;; "земля").

У міру перезаряду струм через резистор R зменшується експоненціально зі змінною часу:

 

,                                                  (9.2)

а напруга на вході DD1 експоненціально зростає від рівня , асимптотично прагнучи до рівня.

У момент збігу U11 і U_пор схема знову перемикається. На виході U22 з'являється позитивний стрибок напруги, який через конденсатор С прикладається до входу U11, викликаючи там також стрибок напруги. Далі описані процеси повторюються.

Період генеруючих імпульсів визначається залежністю [12]:

 

,                                                          (9.3)

 

за умови, що величина резистора R лежить у діапазоні:

 

240 Ом <R <470 Ом.                                                         (9.4)

 

До переваг МВ, що розглядається, належать: простота схеми і стабільність частоти генерації. За зміни напруги живлення ІМС ТТЛ-типу в діапазоні
(4,5 ... 5,5) В частота змінюється тільки на 2%. Головний недолік – спотворення вершини вихідних імпульсів, тому вихід пов'язаний із конденсатором, який постійно перезаряджається.

Для усунення цього недоліку в схему вводять ще один елемент І–НЕ (інвертор).

 

9.2 ГТВ на 3-х інверторах

У схемі такого генератора (рисунок 9.3) резистор R відключений від виходу DD1 і підключений до виходу елемента DD3.

Перезаряд конденсатора С проходить через резистор R і вихідні ланцюги DD2 і DD3. Оскільки елемент DD1 не навантажений ємністю, імпульси на його виході мають чітко виділену прямокутність. Принцип роботи схеми аналогічний попередній. Тимчасова діаграма роботи показана на рисунок 9.4.

 

Величина резистора R випливає з умови [12]:

 

240 Ом <R <1,5 кОм.                                            (9.5)

Рисунок 9.3 – Функціональна схема генератора, виконана на логічних елементах

Рисунок 9.4 – Тимчасова діаграма роботи генератора

 

Період генеруючих імпульсів:

 

.                                                          (9.6)

 

9.3 Генератори електричних сигналів

9.3.1 Теоретичні відомості та розрахункові співвідношення

Для отримання електричних сигналів різної форми використовуються генератори гармонійних коливань і імпульсів. В основі роботи цих генераторів лежать підсилювальні елементи, охоплені ланцюгом позитивного зворотного зв'язку. При цьому в генераторах гармонійних коливань підсилювальні елементи працюють у активному (посиленному) режимі, а в імпульсних генераторах характерними є граничні режими підсилювального елемента (насичення або відсічення), перехід яких з одного стану в інший відбувається лавиноподібно через проміжний підсилювальний режим. Швидкість цього переходу визначає тривалість фронтів генеруючих імпульсів і повинна бути максимальною.

Гармонійні коливання в генераторах підтримуються частотно-виборчими чотириполюсниками: резонансними 2-С-контурами або іншими резонуючими елементами (кварцові або об'ємні резонатори і т.д.), або за допомогою фаз LС-ланцюгів,які включені у ланцюг ПОС-підсилювачів. У імпульсних генераторах, які можуть працювати в двох режимах: автоколивальному або режимі ПОС створюється за допомогою LС-ланцюгів або імпульсних трансформаторів.

Генератори гармонійних коливань. У разі охоплення підсилювача зворотнім зв’язком, він самозбуджується, так як коефіцієнти посилення на певних частотах досягають нескінченно великого значення. Така схема працює в автоколивальному режимі  є автогенератором, якщо дотримуються умови балансу амплітуд:

 

                                                                     (9.7)

і умови балансу фаз:

 

 ,                                                                       (9.8)

де

Генератори гармонійних коливань поділяються на LC-автогенератори, RC-автогенератори і кварцові генератори.

Основні типи LС–генераторів наведено на рисунку 9.5. Вони поділяться на схеми з трансформаторним зв'язком (рисунок 9.5, а), індуктивним (рисунок 9.5, б і г) і ємнісні (рисунок 9.5, в і д) триточкові.

У схемі на рисунку 9.5, використовується індуктивний зв'язок обмотки резонансного контуру LС, що є навантаженням однокаскадного підсилювача за схемою з ОЕ, з другої обмотки L_oc, включеною у ланцюг порушення підсилювача (у ланцюг бази). Елементи R1, R2 призначені для забезпечення необхідного режиму за постійним струмом. За рахунок конденсатора С2, реактивний опір якого на частоті генерації незначно, заземлюється один кінець базової обмотки. Опір контуру на резонансній частоті носить часто активний характер.

  

              а)                                            б)                                                        в)

  

                          г)                                            д)                                                        е)

Рисунок 9.5 – Основні типи LС- генераторів: а) з трансформаторним зв'язком; б), г) індуктивним зв'язком; в), д) ємнісним зв'язком

 

Для отримання стійкого автоколивального процесу з частотою f_г необхідно вибирати транзистор, у якого:

 

 .                                                           (9.9)

У схемах LC-автогенераторів (рисунок 9.5, б, в, г) і частина резонансного контуру використовується для отримання зворотного зв'язку. Такі схеми отримали назву триточкових.

У схемах на рисунку 9.5, б, г відомих під назвою індуктивна триточкова, секціонювана індуктивна гілка коливального контуру, загальна точка якого через нульовий опір джерела живлення змінної складової струму приєднана до емітера. Зворотній зв'язок між індуктивностями  L1 і L2 (рисунок 9.5, б) здійснюється за рахунок взаємоіндуктивності M.

Режим за постійним струмом і його термостабілізація  здійснюється в триточкових схемах за рахунок таких же елементів, що і в підсилювачах (R1, R2, R_д, C_е). Реактивним опором конденсатора зворотного зв'язку Сд на частоті генерації нехтують.

Частота генерованих коливань і критичний коефіцієнт посилення визначаються відповідно з виразу:

 

,                                (9.10)

                                        (9.11)

 

LC-автогенератор за схемою ємнісний триточковий (рисунок 9.5, в, д) містить у ємнісний гілці коливального контуру два конденсатора С1 і С2. Напруга зворотного зв'язку з останнього надходить у вхідний ланцюг підсилювальної ланки. З такого включення конденсаторів полярності миттєвих значень напруги на їх обкладинках щодо загальної точки протилежні.

Частота генерованих коливань і критичний коефіцієнт посилення визначаються відповідно з виразу:

 

,                                            (9.12)

                                                            (9.13)

 

Високими технічними показниками володіють LC-автогенератори гармонійного коливання, що використовують у якості підсилюючих ланок ОП.

Високий коефіцієнт посилення ОП дозволяє, крім позитивного зворотного зв'язку, через частотно-виборчий резонансний контур вводити досить глибокі додаткові негативні зворотні зв'язки, що істотно підвищує стабільність частоти генерованих коливань. Крім того, ОУ має великий вхідний і дуже малий вихідний опір, що дозволяє не враховувати його під час розрахунку і проектування конструкцій схем LС-автогенераторів.

Один із типових варіантів LС-автогенератора на ОП типу 153УД1 показано на рисуноку 9.5, е. У цій схемі LС-контур включений у ланцюг ПОС між виходом (вивід 6) і неінвертуючим входом (вивід 3) ОП. Включення в ланцюг негативного зворотного зв'язку між виходом інвертується входом підсилювача (висновок 2) терморезистора, що забезпечується високим рівенем термостабілізації амплітуди і частоти коливань, що генеруються.

У RС-автогенераторах, на відміну від резонансної частоти w₀ коливального LC-контуру, частоту w₀ називають квазірезонансною.

Для того, щоб з усього можливого спектра частот RС-автогенератор генерував лише за умови самозбудження генератора (9.7) і (9.8), який повинен працювати на певній частоті. За принципом побудови RС-автогенератори поділяються на автогенератори з поворотом фази сигналу в ланцюзі ПОС на
± 180 ° на квазірезонансній частоті w₀ і автогенератори без повороту фази, у яких фазовий зсув сигналу в ланцюзі ПЗЗ на квазірезонансной частоті дорівнює нулю.

RС-автогенератори з поворотом фази містять підсилювач, фаза вихідної напруги якого відрізняються від фази вхідного на 180 °. Тому виконання умови балансу фаз можливе в тому випадку, коли ланцюг частотно-залежною зворотного зв'язку (фазує ланцюжок) також забезпечить поворот фази напруги на частоті генерації на 180 °.

Як фазу використовують ланцюги, що складаються з найпростішого
Г-подібного RС-ланцюга (зазвичай, трьох або чотирьох). Триланковий ланцюг, так звана С-паралель, показана на рисунку 9.6, а, а R-паралель – на рисунку 9.6, в. Частотні і фазові характеристики ланцюгів С- і R-паралель наведені відповідно на
рисунок 9.6, б і 9.6, г.

Як видно з рисунка 9.6, б і 9.6, г на квазірезонансної частоті фазовий зсув w_b між вхідним і вихідним напругами для ланцюжка R-паралель дорівнює +180 °, а для ланцюжка С-паралельні–180 °.

   

а)                                                           б)

  

в)                                                           г)

Рисунок 9.6 – Схеми триланкових ланцюгів: а) С-паралель; б) а R-паралель; в) частотні і фазові характеристики ланцюга С-паралелі; г) частотні і фазові характеристики ланцюгів R-паралелі

 

На цій же частоті коефіцієнт передачі напруги  для обох ланцюжків має істотне значення b₀ і дорівнює 1/29. Таким чином, підсилювальний каскад із зсувом фази напруги підсилювального сигналу на 180 °, у якому здійснена ПЗЗ за допомогою триланкових ланцюжків R-або С-паралелей, може генерувати гармонійні коливання з частотно f₀ (для ланцюжка R-паралель , для ланцюжка С-паралель , якщо його коефіцієнт посилення перевищує 29, що відповідає також виконанню умови балансу амплітуд, нерівність (9.7).

На рисунку 9.7 з наведено принципові схеми RС-автогенераторів на біполярних транзисторах ланцюжками З-паралель (а, б) і R-паралель (в, г).

   

а)                                                                                 б)

в)                                                                                 г)

Рисунок 9.7 – принципові схеми RС-автогенераторів на біполярних транзисторах ланцюжками: а), б) З-паралель; в) ,г) R-паралель

 

Частота генерованих коливань і критичний коефіцієнт посилення, визначаються відповідно з вираження:

для схем рисунок 9.7, а, б:

 

;                                                                (9.14)

 ;                                                     (9.15)

де;       ; ;   ;

для схем рис 6.3, в, г:

 

 ;                                                               (9.16)

,                                (9.17)

 

де ;  .

Залежність критичного коефіцієнта передачі по току від вхідного опору підсилювального каскаду обумовлює необхідність застосування транзисторів з h_21Е> 45 ... 60, що може бути забезпечено далеко не кожним транзистором. Цей недолік можна усунути за допомогою застосування складеного включення транзисторів або додаткового каскаду за схемою з ОК,який узгоджений фазою ланцюжка з підсилювальною ланкою (рисунок 9.6, б, г). Однак найбільшого  ефекту можна досягти через використання в якості підсилювальної ланки ОП.

На рисунку 9.8, а, б показано схеми RС-автогенераторів на ОП, що фазує ланцюжками С-паралелі і R-паралелі. Оскільки частотно-виборчий RC-ланцюг включено між виходом і інвертується входом ОП, загальний фазовий зсув із замкнутій петлі дорівнює 360 °, що забезпечує виконання умови балансу фаз. У зв'язку з надмірністю коефіцієнта посилення ОП умова балансу амплітуд забезпечується без ускладнення. Великий вхідний і малий вихідний опір ОП  дозволяють здійснити режим практично ідеального узгодження фаз ланцюга з підсилюваною ланкою. При цьому частота генерації визначається виразами:

-  для схеми рисунок 9.8, а:

 

;                                          (9.18)

 

-  для схеми рисунок 9.8, б:      

                                                   (9.19)

RС-автогенератори без повороту фази використовують як частотно-залежні елементи послідовно-паралельного RС-ланцюжка (міст Віна) (рисунок 9.9, а), квазірезонансну частоту і коефіцієнт передачі якого визначаються виразами:

 

 ,                                                                     (9.20)

,                                                                            (9.21)

 

де  , , а його АЧХ і ФЧХ наведено на рисунку 9.9, б, або подвійний Т-подібний міст (рисунок 9.9, в), АЧХ і ФЧХ якого наведено на рисунку 9.9, е.

 

 

Рисунок 9.8 – схеми RС-автогенераторів: а) ланцюги С-паралель;
б) ланцюги R-паралель

 

Квазірезонана частота і коефіцієнт передачі подвійного Т-подібного моста визначаються виразами:

 

,                                                           (9.22)

,                                                           (9.23)

 

де , ; .

Залежно від вибору значення n змінюються співвідношення між елементами і якісні показники. При , ,

При  , .

 

г)

в)

б)

а)

      

Рисунок 9.9 – RС- автогенератори без повороту фази: а) послідовно-паралельний RС- ланцюжок та частотні і (б) фазові характеристики; в) подвійний Т-подібний міст (в) та його частотні і фазові характеристики

 

На рисунку 9.10 наведені принципові схеми RС-автогенераторів на біполярних транзисторах. Включення емітерного повторювача на транзисторі VТЗ виключає вплив вхідного опору схеми з ОЕ на параметри фазового ланцюга, а отже–на f₀ і b₀.

При відсутності емітерного повторювача через шунтування резистора R2 вхідним опором R_вх схеми з ОЕ на транзисторі VТ1, яке невелика, частота квазірезонанса і значення коефіцієнта передачі визначаються виразами:

,                              (9.24)

,                                        (9.25)

 

З формул (9.24) і (9.25) випливає, що квазірезонансно частота збільшується, а коефіцієнт передачі напруги при цьому зменшується.

 

б)

а)

а)

     

Рисунок 9.10 – принципові схеми RС- автогенераторів на біполярних транзисторах: а) виконаних з мостом Вина; б) виконаний подвійним Т-подібним мостом

 

У схемі (рисунок 9.10, б) з подвійним Т-подібним мостом ПОС не залежить від частоти і реалізується за допомогою елементів RЕ1, RЕ2, Cр1, Rос .Так як транзистор VТ1 з ОЕ зрушує фазу вхідного сигналу на 180 °, то 2T-міст утворює ланцюг ООС і загальний фазовий зсув по замкнутій петлі підсилювач -2Т-міст дорівнює 180 °. При цьому на частоті квазірезонанса, f₀ негативний зв'язок відсутній, тобто  , , а  .

На рисуноку 9.11, а показана схема автогенератора на ОП з мостом Віна, який підключений між виходом і неінвертуючим входом ОП, його загальний фазовий зсув по замкнутій петлі дорівнює нулю, що забезпечує умова балансу фаз. Частотно-незалежна здійснюється за допомогою двополярних діодних обмежувачів VD1, VD2, які зменшують значення опору R3 при збільшенні амплітуди вихідного сигналу.

На рисунку 9.11, б, приведено на схема генератора з 2T-мостом, включеним між виходом і інвертується входом ОУ. На частоті квазірезонанса зрушення фаз 2T-мостом дорівнює 0 °.

 

а)

б)

 

Рисунок 9.11 – показана схема автогенератора на ОУ: а) з мостом Віна;
б) схема генератора з 2T-мостом

 

Генератори прямокутних імпульсів з RС- зв'язками. Ці генератори знаходять найбільш широке застосування і можуть працювати в автоколевальних режимах. Вони можуть виконуватися на дискретних елементах, логічних інтегральних мікросхемах і операційних підсилювачах.

Найбільш поширена схема транзисторного автоколивного мультивібратора (МВ) показано на рисуноку 9.12, а. На цій схемі в кожному з квазіовитривалих станів один транзистор відкритий, а інший – закритий. При цьому конденсатор закритого плеча заряджається через емітерний перехід відкритого транзистора (допоміжний цикл), а конденсатор відкритого плеча заряджається через емітерний перехід плеча, перезаряджається від вихідної напруги  через відкритий транзистор і відповідний резистор R1 або R2.

Граничною напругою є напруга відмикання транзистора, що становить частки вольта, тому, зазвичай, приймають . При досягненні напруга на конденсаторі (а значить, і на базі закритого транзистора) U_пор схема перемикається і починається новий цикл. На виходах U_вих1 і U_вих2 формуються прямокутні імпульси з протилежними фазами тривалістю, що визначається за формулами:

 

,                   (9.26)

.                (9.27)

 

     а)                                                     б)                                            в)

Рисунок 9.12 – Схема транзисторного автоколивного мультивібратора

 

Якщо виконується умова:

 

 , ,                                       (9.28)

 

То удемо мати:

 _,                                                       (9.29)

 ,                                                   (9.30)

 

Тривалість негативного фронту вихідного імпульсу при замикання транзистора через заряду конденсатора через колекторний опір дорівнює:

 

 ,                                                              (9.31)

                                                 (9.32)

Тривалість позитивного фронту, зазвичай, приймають t⁺_ф »3t_a.  Умова насичення відкритого транзистора:

 

                                                   (9.33)

 

а максимальна шпаруватість імпульсів:

 

                                                      (9.34)

 

Розглянута схема може бути перетворена в режим «генератор» (одновібратор) (рисунок 9.13, б) через позитивний зсуву від джерела.

Рисунок 9.13 – Перетворена схема в режим «генератор» (одновібратор)

 

Емс через дільник RI, R2 на базу VТ1. останній в режимі очікування замкнений (стійкий стан). При замиканні VТ2 по ланцюгу ПОС відкривається VТ1.

Основні параметри розраховуються аналогічно схемі МВ. Час відновлення в початковий стан становить . У схемі «чекає» генератора (рисунок 9.12, в) ПЗЗ здійснюється через загальне емітерний опір RЕ, а вихідна ланцюг не пов'язана з процесами перезарядження конденсатора, тому вона має меншу тривалість t -ф і меншу залежність процесів перемикання від навантаження.

Розрахунок вихідних параметрів імпульсів ведеться за формулами:

 

,                                                           (9.35)

.                                                  (9.36)

 

Автоколивальний мультивібратор на логічних елементах І–НІ представлений на рисунку 9.13, а. Схема являє собою два підсилювача, охоплює-чинних перехресними ПОС через час задання RС – ланцюги. Стрибок направлення на виході, наприклад, першого логічного елемента (ЛЕ) DD1 через конденсатор передається на вхід другого ЛЕ DD2, встановлюючи на його виході нуль. При цьому конденсатор С1 розряджається до нуля, відновлюючи свій початковий стан, а С2 заряджається через резистор R2. При цьому квазостійкий стан схеми зберігається до тих пір, поки зменшується через заряду конденсатора С2 струм не призведе до зменшення напруги на вході DD2 до порогового значення. З цього моменту схема перемикається в інший квазістійкий стан.

Тривалість імпульсів на виходах схеми визначається рівняннями:

 

,           (9.37)

,           (9.38)

 

де: U¹_вих  та  U⁰_вих – напруги логічної одиниці і логічного нуля; U_R2  і U_R1 -падіння напруги на резисторах R₁ і R₂ від протікання вхідного струму I_0вх мікросхеми при низькому рівні вхідного сигналу; R_1вих -вихідний опір мікросхеми при високому рівні вхідної напруги.

Для уникнення «жорсткого» запуску мультивібратора, при якому обидва ЛЕ можуть мати низький рівень напруги на виході, в схему включаються елементи DD3 і DD4 (рисунок 9.13, б). При цьому, якщо , на виході DD3 встановлюється 1, на виході DD4-0, який, передаючись на вхід DD2, встановлює на його виході U¹_вих, виключаючи тим самим початково неробочий стан. Подібними схемами на дискретних елементах автоколивальний MB на ЛЕ може бути перетворений у схему чекаючого MB (рисунок 9.14, а).

                                 а)                                                                       б)

Рисунок 9.14 – Схеми мультивібратора: а) чекаючого мультивібратора;
б) схеми чекаючого мультивібратора з елементами затримки

У цій схемі при , _,  , , конденсатор практично розряджений. При надходженні короткого імпульсу, що запускає елементи DD3 і DD1 ,він перемикаються, ,. Ця напруга через конденсатор С передається на вхід DD2, також перемикаючи його. Цей стан зберігається до тих пір, поки падіння напруги на вході DD2 від струму заряду конденсатора не знизиться до U_пор, Після цього схема повертається в початковий стан, яке встановлюється після розряду конденсатора. Тривалість вихідного імпульсу при _,

 

,              (9.39)

 

де .

Більш стабільно працюють схеми чекаючого MB з елементами затримки, винесеними з ланцюга ПОС (рисунок 9.14, б). У початковому стані на виході елемента DD2 - логічна одиниця, так як на його вході діють взаємоінверсне сигнали, на виході DD1 - логічний нуль, оскільки на його вході дві одиниці. Конденсатор З заряджений до напруги U¹_вих. З приводом короткого позитивного імпульсу, що запускає С1 перекидається елемент DD4, потім елементи DD1, DD3 і DD2. На виході елемента DD3 встановлюється логічний нуль, який після закінчення імпульсу, що запускає,  підтримує схему в квазівитривалому стані. Конденсатор С розряджається через резистор R і вихід відкритого елемента DD3. Коли напруга на ньому зменшиться до порогової напруги DD2, схема повертається в початковий стан, що характеризується відновленням напруги на конденсаторі С.

Тривалість вихідного імпульсу визначається наближеною формою:

 

                                         ( 9.40)

 

Схема автоколивального MB на ОП представлена на рисунку 9.15, а. Схема стрибком переходить з одного квазіовитривалого стану в інше при напрузі на конденсаторі С.

                          а)                                                                               б)

Рисунок 9.15 – Схема автоколивного мультивібратора: а) на ОУ
б) побудови на ОУ чекаю чого мультивібратора

 

                                                     (9.41)

 

Напруга ж u_вих змінює свій знак при перемиканні схеми, приймаючи значення U⁺_{вих max} або U^-_{вих max} і формуючи тим самим нове значення порога схеми.

Тривалість квазіостійких станів для позитивного і негативного вихідних імпульсів:

 

,                                                           (9.42)

 

Для зміни частоти і шпаруватості вихідних імпульсів можна подати в точку а напругу Е або ввести асиметрію під час заданого ланцюга (показано штрихами). Аналогічний принцип може бути використаний і для побудови на ОУ чекаючого МВ (рисунок 9.15, б). У режимі очікування  діод VD1 відкритий і шунтує конденсатор С. Напруга на неінвертуючому вході визначається дільником на резисторах R1, R2:       

При подачі на вхід позитивного імпульсу вихідна напруга ОП інвертується, приймаючи значення U⁺_{вих max}, діод, VD1 закривається і починається зарядка конденсатора С через резистор R до напруги U⁺_{вих max}. Це продовжується до тих пір, поки напруга на ньому не досягне напруги на неінвертуючому вході, рівної  .

Після цього схема повертається в початковий стан, обумовлений перезарядкою конденсатора від напруги Uсм2 до 0.

Тривалість вихідного імпульсу визначається рівнянням (9.42),

 

,                                                         (9.43)

 

Блокінг-генератори. У цьому типі генераторів прямокутні імпульси ПЗЗ здійснюється за допомогою імпульсного трансформатора, що зв’язує вихідну і вхідну ланцюга транзистора. Основна схема блокинг-генератора (БГ) в автоколивальному режимі представлена на рисунку 9.16.

Параметри імпульсів, що генеруються цією схемою, визначаються наступними співвідношеннями.

 

Рисунок 9.16 – Основна схема блокинг-генератора

 

Тривалість фронтів вихідного імпульсу:

 

,                             (9.44)

 

де;  - коефіцієнт трансформації; w_Б ,w_К  – число витків базової і колекторної обмоток;  – Опір навантаження і вхідний опір транзистора, наведені до колекторної ланцюга; СК–ємність колекторного переходу.

Тривалість вершини залежить від співвідношення між постійними часу t_b транзистора і вхідного ланцюга , де R_вх.н – вхідний опір транзистора в режимі насичення.

Якщо  , то

,                                          (9.45)

 

де L_m —індуктивність намагнічування.

Тривалість паузи:

 

,                             (9.46)

 

де U_СБmax—максимальне напруження на конденсаторі на початку паузи.

Генератори пилкоподібної напруги (ДПН). Цей тип генераторів становить особливий клас імпульсних генераторів, у яких підсилювальні елементи для стабілізації струму заряду конденсатора, що забезпечує лінійність наростання напруги на конденсаторі часозадаючого ланцюга, працюють в активному (посилиному) режимі, а стан відсічення або насичення характерний для стадії відновлення напруги вихідного стану конденсатора. Схема ДПН з параметричних токостабілізіруючим елементом на транзисторі VТ2 приведена на рисунку 9.17, а.

в)

б)

а)

Рисунок 9.17 – Схеми генераторів пилкоподібної напруги: а) з токостабілізуючим елементом на транзисторі; б) схема з ПОС; в) де транзистор VТ2 - токостабілізуючий, а VТ1 - ключовий

Транзистор VТ1 призначений для відновлення напруги на конденсаторі С після його лінійного розряду через транзистор VТ2.

Коефіцієнт нелінійності схеми:

 

                                    (9.47)

 

де:  — амплітуда вихідної напруги;  — вихідний опір транзистора VТ2, включеного за схемою із загальною базою.

 

Тривалість вихідного імпульсу t_р визначається тривалістю вхідного, а час відновлення —  .

Схема ДПН з ПЗЗ представлена на рисуноку 9.17, б. Коефіцієнт нелінійності в ній дорівнює:

 

                                               (9.48)

 

де:  — коефіцієнт посилення по напрузі емітерного повторювача;  — вхідний опір емітерного повторювача.

Час відновлення вихідного стану:

 

 .                                 (9.49)

 

Схема ДПН з ООС представлена на рисунку 9.17, в, де транзистор VТ2 — токостабілізіруючий, а VТ1 — ключовий.

Коефіцієнт нелінійності цієї схеми:

 

,                                                      (9.50)

 

а час відновлення — . Великий ефект від поліпщення якості роботи ДПН дає застосування однокаскадного підсильовача (рисунок 9.18). Найбільш проста схема ДПН з ВЗЗ (рисунок 9.18, б).

 

                          а)                                                                   б)                                           

в)

Рисунок 9.18 – Застосування однокаскадного підсилювача для підвищення якості роботи генераторів пилкоподібної напруги: а) найбільш проста схема генератора пилкоподібної напруги з ВЗЗ; б) однокаскадний підсилювача замінює емітерний повторювач; в) схема автоколивального генераторів пилкоподібної напруги з ВЗЗ

 

Її коефіцієнт нелінійності:

 

 ,                                                               (9.51)

 

— а максимальна амплітуда вихідної напруги:

 

,                                                                 (9.52)

 

У схемі (рисунок 9.18, б) однокаскадний підсилювич замінює емітерний повторювач ( рисунок 9.17, б).

Ставлячи коефіцієнт посилення К_оу за допомогою резисторів R1 і R2, можна отримати коефіцієнт нелінійності, близький до нуля, якщо дотримується співвідношення:

 

                                             (9.53)

 

Значення мінімальної напруги визначається розкидом номіналів резисторів R1 і R2 і вхідного опору R_{вх ОУ}. Максимальна і мінімальна амплітуди вихідної напруги.

 

,                                                           (9.54)

.,                                                            (9.55)

 

Час відновлення пилкоподібної напруги:

 

,                                                        (9.56)

 

Схема автоколивального ДПН з ООС наведена на рисунку 9.18, в. У ній ОУ DА1 працює як компаратор, а ОУ DА2 – як токостабілізуючий елемент, подібний схемою (рисунок 9.18, а).

Максимальна амплітуда вихідного сигналу в цій схемі становить:

 

 ,                                                       (9.57)

 

тривалість робочого ходу:

 

   ;                                                      (9.58)

 

тривалість відновлення:

 

,                                   (9.59)